글│니틴 칼리에<Nitin Kalje>*좌, 수르야 프라카시 라오<Surya Prakash Rao>**우
    애플리케이션 디렉터*  전략적 애플리케이션 엔지니어**
    Maxim Integrated Products Inc.

자동차 전자 장치가 안락하고 편리한 새로운 기능들을 제공하면서 빠르게 확산되고 있다. 그러나 다양한 기능을 제공하는 전자 회로는 서로 다른 전력 관리 요건을 요구한다. 어떤 기능은 배터리 전압 변동에 민감하지 않은 반면, 또 어떤 기능은 열악한 자동차 환경에서 배터리 전압의 강하(dip)와 스파이크(spike)에 관계없이 안정화된 전압을 요구한다. 또한 자동차가 멈출 때 엔진이 꺼진 상태에서 서브시스템이 동작하도록 요구하는 새로운 표준(스타트-스톱)이 등장함에 따라 배터리 전압에서 일반적인 배터리 전압 강하가 발생한다. 이러한 예로, 키 코드를 확인해야 하는 프로세서의 스마트 키리스 엔트리(Smart Keyless Entry, SKE)는 엔진 시동 시(콜드 크랭크)에도 여전히 동작해야 할 필요가 있지만, 백라이트와 VFD 플리커는 콜드 크랭크 시에는 동작할 필요가 없다. 이러한 종류의 애플리케이션을 위해 DC-DC 컨버터는 배터리 전압을 중간 범위로 하여 안정적인 출력 전압을 제공할 필요가 있다.

다양한 액세서리 기능에 전력을 공급하는 자동차 전력 시스템에서 출력 전압 요구사항이 입력 전압 범위의 낮은 값과 높은 값 사이에 있을 때, 전력 컨버터를 위한 최상의 선택은 SEPIC(Single Ended Primary Inductance Converter)이다. SEPIC 듀티 비는 약 50%로 입력 전압보다 낮거나 높은 출력 전압을 제공할 수 있다. 또한 SEPIC 컨버터는 플라이백 컨버터에 비해 누설 인덕턴스 문제를 방지할 수 있으며 별도의 스너버를 요구하지 않는다. 따라서 SEPIC 컨버터는 오늘날의 자동차 전장의 많은 애플리케이션에 사용되고 있다. 이 컨버터에서는 커플링 커패시터가 DC 입력과 출력을 절연하므로 배터리와 부하 간의 누설을 방지한다. 그림 1은 기본 SEPIC 토폴로지를 보여준다.

SEPIC 전원 회로 토폴로지
스위치(SW)가 켜져 있는 동안 안정 상태에서 에너지는 인덕터 L1에 저장된다. 인덕터 전류 IL1 및 IL2는 입력 전압과 인덕턴스 L1 및 L2에 의해 결정되는 슬로프에서 램프업한다. L2 인덕터 전류는 커플링 커패시터 Cs와 SW를 통해 동일한 비율로 램프업한다. Cs 포지티브(+) 단자는 접지 전위에 있고 L2를 통과하는 전압은 Vin이며, 이는 L1을 통과하는 전압과 동일하다. 이 시점에서 출력 커패시터가 부하 전류를 공급하며 다이오드 D는 역 바이어스된다. 스위치 SW가 꺼질 때 다이오드 D는 순방향 바이어스되고 두 인덕터에 저장된 에너지를 부하에 전도하면서 동시에 출력 커패시터를 충전한다. 인덕터를 통과하는 전압은 동일한 인덕터 다운 슬로프 전류로 출력 전압에 클램핑된다.
MAX15004/15005와 같은 전류 모드 PWM 컨트롤러는 4.5~40 V(로드 덤프)의 자동차 입력 전압 범위에서 동작한다. 입력 전압은 VCC가 외부 바이어스 전압에 의해 공급될 경우, 시동 후 2.5 V(콜드 크랭크)까지 내려갈 수 있다. 컨트롤러는 고정 주파수 SEPIC 컨버터를 구현하는 데 필요한 모든 빌딩 블록을 통합하고 있다. 컨버터는 높은 스위칭 주파수에서 동작하므로 소형 전력 부품의 사용이 가능하다. 이밖에도 컨버터에는 간편한 슬로프 보상, 동기화, 히컵 상승(hiccup-up) 전류 제한 및 과전압 보호 기능이 내장돼 있어 시스템에 필요한 추가 부품 수를 줄여준다.
SEPIC 컨버터 성능을 최적화하기 위해 설계 절차를 검토하여 컨트롤러의 부품 값을 선택하고 실제 설계에서 일부 측정값으로 성능을 평가하기로 한다. 실제 설계를 시연하는 데에는 일반적인 규격이 사용된다. 시스템 규격은 VIN=6 V~40 V 및 VOUT= 12 V/1 A이며, 입력 전압은 VCC가 VOUT를 통해 공급되면 콜드 크랭크 조건에서 2.5 V까지 내려갈 수 있다. 2.85 V 정도로 낮은 VIN에서 회로는 정격 출력 전력의 85%를 공급한다. 그림 2는 위의 규격으로 개발된 회로도를 보여주며, 이 규격은 자동차 인포테인먼트 디스플레이에도 전력을 공급할 수 있다.

전원 선택 설계
전류 모드 제어는 라인 전압 변화에 즉시 응답하고 스위칭 소자를 위한 과전류 보호 기능을 내장하고 있어 전압 모드 제어에 비해 우선적으로 선택되었다. 피크 전류 모드 제어 구조는 간편한 동적 성능과 내장된 보호 기능으로 MAX15005A에 사용되었다. 피크 전류 모드 제어는 증폭된 출력 전압 오차를 일차 인덕터 전류 신호와 비교한다. 일차 인덕터 전류 램프는 MAX15005A 펄스 폭 변조기(PWM)를 사용하여 증폭된 출력 전압 오차와 비교된다.
내부 전류 제어 루프에는 일차 스위치 전류를 감지하는 소형 전류 감지 저항이 있다. 저항은 이 전류 파형을 전압 신호로 변환하며, 변환된 전압 신호는 PWM 비교기의 반전 입력으로 직접 공급된다. 슬로프 보상 전압은 칩 내부에서 합쳐진 다음 PWM 비교기에 제공되므로 듀티 비가 50%를 넘을 때 저조파(sub-harmonic) 발진을 피할 수 있다. 내부 루프는 입력 전압 변화에 대한 응답을 결정한다. 외부 전압 제어 루프는 내부 오차 증폭기의 입력에서 출력 전압의 일부를 기준 전압과 비교한다. 그런 다음 증폭된 오차 전압이 PWM 비교기의 비반전 입력에 연결된다. PWM 비교기 출력은 과전류, 과전압 및 열보호 로직 후에 MOSFET 드라이버를 구동한다.
피크 전류 모드 제어는 간편한 보상을 필요로 하며 펄스 대 펄스(pulse-by-pulse) 전류 제한 및 보다 우수한 동적 라인 레귤레이션을 제공한다. 부품을 통과하는 피크 전류를 제한하기 위해 연속 전도 모드(Continuous Conduction Mode, CCM)가 선택되었다. CCM에서 커플링 인덕터, 스위치 및 다이오드에 존재하는 RMS 전류는 더 큰 부품을 필요로 하는 불연속 전도 모드 동작에 존재하는 전류에 비해 절반 정도가 될 수 있다. 출력 리플 전류가 불연속 모드를 사용할 때보다 더 작기 때문에 출력 커패시터도 더 작다. 그러나 연속 전도 모드는 전체 동작 범위에서 CCM에 머물고 전달 함수에서 RHP(Right-Half-Plane) 제로를 유지하기 위해 더 높은 자기 인덕턴스를 필요로 한다.
스위칭 주파수의 선택은 모든 부품 값을 결정하는 최적화와 설계 절충 흐름의 기초가 된다. 높은 스위칭 주파수는 우수한 효율로 소형 부품의 사용을 가능하게 하는 반면, 낮은 주파수는 달성 가능한 효율을 증가시키지만 다소 큰 부품을 필요로 한다. MAX15005A 스위칭 주파수(FS)는 외부 저항(RT)과 커패시터(CT) 네트워크를 사용하여 15 kHz~1 MHz 사이에서 프로그래밍 할 수 있다. 이상적으로 FS는 150 kHz 미만으로 설정할 수 있어 3차 고조파를 AM 대역 미만으로 유지할 수 있으므로 RF 잡음(간섭)을 최소화한다. VFD 컨버터와 같은 일부 애플리케이션은 매우 낮은 EMI를 요구하며 20 kHz 정도의 낮은 스위칭 주파수를 선호한다. 컨버터 스위칭 주파수(FS)는 외부적으로 동기화 할 수 있어 더욱 EMI를 낮추고 튜닝된 AM 대역으로부터 멀리 떨어질 수 있다.
전원 회로 토폴로지를 선택한 후, 다음 결정은 그림 2의 스위치 Q의 최대 듀티 사이클(DMAX)을 결정하는 것이다. 듀티 사이클은 전체 시간에 대비한 Q의 온(ON) 타임 비이다(D= TON/T). CCM SEPIC 컨버터에서 최대 듀티 사이클은 부품의 전류 정격을 결정하고 스위칭 소자에 대한 최대 전압 스트레스에 영향을 미친다. MAX15005A는 100 ns의 최소 온 타임으로 85%의 최대 듀티 사이클을 제공할 수 있다.
CCM SEPIC 컨버터의 DC 전달 함수는 다음 방정식 1과 2로 표현할 수 있다.